rcd吸收電路概述

若開關(guān)斷開，蓄積在寄生電感中能量通過開關(guān)的寄生電容充電，開關(guān)電壓上升。其電壓上升到吸收電容的電壓時，吸收二極管導(dǎo)通，開關(guān)電壓被吸收二極管所嵌位，約為1V左右。寄生電感中蓄積的能量也對吸收電容充電。開關(guān)接通期間，吸收電容通過電阻放電。

一﹑首先對mos管的VD進(jìn)行分段：

Ⅰ，輸入的直流電壓VDC；

Ⅱ，次級反射初級的VOR；

Ⅲ，主MOS管VD余量VDS；

Ⅳ，RCD吸收有效電壓VRCD1。

二﹑對于以上主MOS管VD的幾部分進(jìn)行計算：

Ⅰ，輸入的直流電壓VDC。

在計算VDC時，是依最高輸入電壓值為準(zhǔn)。如寬電壓應(yīng)選擇AC265V，即DC375V。

VDC=VAC *√2

Ⅱ，次級反射初級的VOR。

VOR是依在次級輸出最高電壓,整流二極管壓降最大時計算的，如輸出電壓為：5.0V±5%（依Vo =5.25V計算），二極管VF為0.525V（此值是在1N5822的資料中查找額定電流下VF值）．

VOR=(VF　 Vo)*Np/Ns

Ⅲ，主MOS管VD的余量VDS．

VDS是依MOS管VD的10%為最小值．如KA05H0165R的VD=650應(yīng)選擇DC65V．

VDS=VD* 10%

Ⅳ，RCD吸收VRCD．

MOS管的VD減去Ⅰ，Ⅲ三項就剩下VRCD的最大值。實際選取的VRCD應(yīng)為最大值的90%（這里主要是考慮到開關(guān)電源各個元件的分散性，溫度漂移和時間飄移等因素得影響）。

VRCD=(VD-VDC -VDS)*90%

注意：

① VRCD是計算出理論值，再通過實驗進(jìn)行調(diào)整，使得實際值與理論值相吻合．

② VRCD必須大于VOR的1.3倍．（如果小于1.3倍，則主MOS管的VD值選擇就太低了）

③ MOS管VD應(yīng)當(dāng)小于VDC的2倍．（如果大于2倍，則主MOS管的VD值就過大了）

④ 如果VRCD的實測值小于VOR的1.2倍，那么RCD吸收回路就影響電源效率。

⑤ VRCD是由VRCD1和VOR組成的

Ⅴ，RC時間常數(shù)τ確定．

τ是依開關(guān)電源工作頻率而定的，一般選擇10~20個開關(guān)電源周期。

三﹑試驗調(diào)整VRCD值

首先假設(shè)一個RC參數(shù)，R=100K/RJ15, C="10nF/1KV"。再上市電，應(yīng)遵循先低壓后高壓，再由輕載到重載的原則。在試驗時應(yīng)當(dāng)嚴(yán)密注視RC元件上的電壓值，務(wù)必使VRCD小于計算值。 如發(fā)現(xiàn)到達(dá)計算值，就應(yīng)當(dāng)立即斷電，待將R值減小后，重復(fù)以上試驗。（RC元件上的電壓值是用示波器觀察的，示波器的地接到輸入電解電容“ ”極的RC一 點上，測試點接到RC另一點上）

一個合適的RC值應(yīng)當(dāng)在最高輸入電壓，最重的電源負(fù)載下，VRCD的試驗值等于理論計算值。

四﹑試驗中值得注意的現(xiàn)象

輸入電網(wǎng)電壓越低VRCD就越高，負(fù)載越重VRCD也越高。那么在最低輸入電壓，重負(fù)載時VRCD的試驗值如果大于以上理論計算的VRCD值，是否和（三）的內(nèi)容相矛盾哪？一點都不矛盾，理論值是在最高輸入電壓時的計算結(jié)果，而現(xiàn)在是低輸入電壓。

重負(fù)載是指開關(guān)電源可能達(dá)到的最大負(fù)載。主要是通過試驗測得開關(guān)電源的極限功率。

RCD吸收電路與RC電路的比較

采用RC、RCD吸收電路也可以對變壓器消磁，這時就不必另設(shè)變壓器繞組與二極管組成的去磁電路。變壓器的勵磁能量都在吸收電阻中消耗掉。RC與RCD吸收電路不僅消耗變壓器漏感中蓄積的能量，而 且也消耗變壓器勵磁能量，因此降低了變換器變換效率。RCD吸收電路是通過二極管對開關(guān)電壓嵌位，效果比RC好，它也可以采用較大電阻，能量損耗也比RC 小。

RCD吸收電路的影響

1.RCD電容C偏大

電容端電壓上升很慢，因此導(dǎo)致mos 管電壓上升較慢，導(dǎo)致mos管關(guān)斷至次級導(dǎo)通的間隔時間過長，變壓器能量傳遞過程較慢，相當(dāng)一部分初級勵磁電感能量消耗在RC電路上 。

2.RCD電容C特別大（導(dǎo)致電壓無法上升至次級反射電壓）

電容電壓很小，電壓峰值小于次級的反射電壓，因此次級不能導(dǎo)通，導(dǎo)致初級能量全部消耗在RCD電路中的電阻上，因此次級電壓下降后達(dá)成新的平衡，理論計算無效了，輸出電壓降低。

3.RCD電阻電容乘積R×C偏小

電壓上沖后，電容上儲存的能量很小，因此電壓很快下降至次級反射電壓，電阻將消耗初級勵磁電感能量，直至mos管開通后，電阻才緩慢釋放電容能量，由于RC較小，因此可能出現(xiàn)震蕩，就像沒有加RCD電路一樣。

4.RCD電阻電容乘積R×C合理，C偏小

如果參數(shù)選擇合理，mos管開通前，電容上的電壓接近次級反射電壓，此時電容能量泄放完畢，缺點是此時電壓尖峰比較高，電容和mos管應(yīng)力都很大

5.RCD電阻電容乘積R×C合理，R，C都合適

在上面的情況下，加大電容，可以降低電壓峰值，調(diào)節(jié)電阻后，使mos管開通之前，電容始終在釋放能量，與上面的最大不同，還是在于讓電容始終存有一定的能量。2100433B

電磁探測特種電源耗能型準(zhǔn)諧振高速關(guān)斷電路

電路原理：

提出的耗能型準(zhǔn)諧振高速關(guān)斷電路見圖2虛線框內(nèi)電路。常規(guī)RCD吸收電路、PCB深孔電鍍電源等電路的關(guān)斷延時與電源相關(guān)，由此設(shè)想，如果在關(guān)斷期間阻斷負(fù)載與電源的續(xù)流通路，其性能就有可能得到改善。根據(jù)該思想，在母線上加二極管D3，在關(guān)斷期間的續(xù)流由虛線框內(nèi)電路完成。

分析電路工作原理：

①正向供電時，開關(guān)J1、J4、J6導(dǎo)通，J5、J2、J3截止，在負(fù)載得到正向電流。假設(shè)正向供電時間足夠長，電流上升達(dá)到穩(wěn)態(tài)I0。

②在停供時，J1、J4截止，由于J6預(yù)先開通，L、RL、J6、D2、RC網(wǎng)絡(luò)形成續(xù)流回路，負(fù)載能量一部分由R1消耗，另一部分存儲到C1中。當(dāng)電感電流下降為零后，電容C1存儲能量需再經(jīng)過一段時間，才能由R1消耗完畢，J6截止。

③反向供電情況與上類似：在供電期間J5導(dǎo)通，關(guān)斷的續(xù)流回路由L、RC網(wǎng)絡(luò)、D1、J5、RL構(gòu)成。

電磁探測特種電源饋能型準(zhǔn)諧振高速關(guān)斷電路

發(fā)射電路在TEM大回線工作方式耗能可達(dá)數(shù)十瓦，如果去掉圖2中的R1（見圖3），主開關(guān)關(guān)斷時，將電感能量暫存于電容中，在下一個脈沖上升沿通過負(fù)載釋放，實現(xiàn)能量的回饋，由于在放電初期電容電壓遠(yuǎn)大于供電電壓，因此可提升脈沖上升沿，使電流盡快達(dá)穩(wěn)態(tài)。

在脈沖上升沿釋放電容能量時，電容電壓不會釋放到零，而會存在殘壓，殘壓大小等于供電電壓，供電電壓越大，關(guān)斷延時越短，而電容參數(shù)最優(yōu)解和線性度隨供電電壓變化不大。